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摘 要: 基于UMC 0.25 μm BCD 工艺,在传统带隙基准结构的基础上,设计了一种具有低功耗、高精度的基准,同时利用NMOS管工作在亚阈值区域时漏电流和栅极电压的指数特性,对基准温度特性曲线进行二阶补偿。仿真结果表明,电源电压5 V时,静态电流功耗为3.16 μA;电源电压2.5 V~5.5 V,基准电压变化53 μV;温度在-40 ℃~130 ℃内,电路的温度系数为 0.86×10-6/℃;三种工艺角下,低频时电路电源抑制比都小于-95 dB。
关键词: 带隙基准;功耗;曲率补偿;低温漂
0 引言
近年来,随着电子产品特别是智能电子产品硬件的不断普及,对芯片的功耗和性电感器电路能提出了越来越苛刻的要求[1]。
基准源(简称基准)是模拟芯片所必不可少的基本部件,它为电路提供高质量、高稳定性的电流和电压偏置,而且它的性能会直接影响到电路的性能[2]。传统基准存在精度低、温漂大、功耗高和失调电压高等缺点[3-4]。本文基于传统基准提出了一种低功耗基准,以期克服这些缺点。
1 带隙基准的基本原理分析
对于一个双极型晶体管(BJT)的基极-发射极电压(VBE),更一般的是pn结二极管的正向电压,具有负温度系数[5]。BJT的VBE、集电极电流IC和饱和电流IS有以下关系:
其中,k为玻尔兹曼常数,T表示热力学温度,q为电荷,少数载流子的迁移率,ni为硅的本征载流子浓度[6]。
两个双极型晶体管工作在不同的电流密度下,它们之间的基极-发射极电压之差(ΔVBE)具有正温度系数[7]。将以上两个具有相反温度系数的变量加以适当的权重,就可以得到满意的零温度系数基准[8]。图1是传统的带隙基准电路,这里,运算放大器AV以VX和VY为输入,AV输出用于驱动R1和R2(R1=R2)的顶端,使得X点和Y点稳定在近似相等的电压。基准电压可以在运算放大器的输出端得到(不是Y点)[9]。三极管基极-发射极电压VBE具有负温度系数。三极管Q2和Q1发射极有效面积比例为n:1,流过两者的饱和电流和集电极电流存在以下关系:
IS1=n·IS2 IC1=IC2(3)
三极管Q2和Q1的基极-发射极电压之差:
ΔVBE=VBE1-VBE2=VT lnn(4)
ΔVBE作用在电阻R3上,产生PTAT电流,使得R1上产生PTAT电压[10],此电压和VBE相叠加,得到输出电压:
VT具有正温度系数,通过调节R2、R3和三极管面积比例得到零温度系数电压,实际电路中基准电压温度系数是一个开口向下的曲线。VBE具有高阶的温度分量,所以需要对VBE进行高阶补偿。
针对传统带隙基准启动失调电压大、精度低的特点,本文提出了具有低功耗高精度的电压基准。电路由两个部分组成,分别为启动偏置电路、基准核心电路(基准电压产生和补偿结构、基准运放),实际原理图如图2所示。
2 新型带隙基准电压源设计
2.1 启动电路和PTAT偏置电路
为了摆脱电源上电时电路的简并偏置点,启动电路是不可缺少的。本设计中启动电路由R2、C1、NM0、NM1、NM4组成。电路正常上电时,VDD通过R2向电容C1充电,NM0的栅极电压升高,使NM0和NM4导通,PM1、PM4的栅极电压拉低,偏置电路源开始正常工作;随着NM2栅电压逐渐升高,NM1导通,NM0和NM4栅极电压被拉低,NM0和NM4截止,此时关闭启动电路。
偏置电路为整个电路提供一个与电源无关的PTAT偏置电流。如图2,偏置电路是由PM1、PM2、PM3、PM4、NM2、NM3和R1构成的自偏置峰值电流源。PM1~PM4的宽长比相同,构成了Cascode电流镜,形成自偏置机制,同时增加整体电路的电源抑制比。利用NM2和NM3工作在亚阈值区域时的栅源电压之差作用在电阻R1产生正温度系数的电流。在亚阈值区域时,MOS管漏电流ID为:
式中k为亚阈值斜率修正因子,VTH为MOS管阈值电压[11]。漏源电压VGS远大于VT,式(6)可简化为: